本文介紹的技術(shù)可以補(bǔ)償直接耦合AB類音頻功率放大器輸出中的DC電壓漂移。

　　直接耦合輸出的主要好處是改善了低音響應(yīng)。由于該設(shè)計(jì)省去了隔直電容器，因此其低頻傳輸特性得到了顯著改善。

　　圖1給出了一個(gè)電容器耦合輸出，其低頻截止頻率由負(fù)載(通常為8Ω)和電容器Cc所決定。在這個(gè)例子中，電容器Cc可阻止輸出中出現(xiàn)任何的DC偏移。

圖1：電容器耦合輸出的低頻截止頻率由負(fù)載、電容器Cc和輸出網(wǎng)絡(luò)所決定。

　　直接耦合輸出則不是這種情況(圖2)。其低頻截止頻率不受輸出限制，因此前級(jí)的任何波動(dòng)都會(huì)引起DC值波動(dòng)，從而導(dǎo)致DC電流流經(jīng)負(fù)載(揚(yáng)聲器)。除了會(huì)降低放大器的動(dòng)態(tài)范圍和總諧波失真(THD)之外，這也是有時(shí)在打開或關(guān)閉分立音頻放大器時(shí)會(huì)聽到“喀噠”聲的原因。

圖2：直接耦合輸出的低頻截止頻率不受輸出限制。

　　為了糾正這個(gè)問題，下面將首先進(jìn)行深入分析，了解分立雙極結(jié)型晶體管(BJT)音頻放大器DC偏移背后的原因。接下來將設(shè)計(jì)一種方法來消除或至少減輕這個(gè)問題。

　　首先，建立一個(gè)簡(jiǎn)單的放大器模型，包括主要的級(jí)(圖3)。

圖3：放大器的簡(jiǎn)單模型。

　　顧名思義，VAS(電壓放大器級(jí))這個(gè)系統(tǒng)元件，是用于放大來自輸入的信號(hào)，從而通過驅(qū)動(dòng)器級(jí)(通常是共射極)驅(qū)動(dòng)AB級(jí)。驅(qū)動(dòng)器連接到AB級(jí)，即一個(gè)互補(bǔ)式射極跟隨器，可提供高電流增益。最后，負(fù)反饋環(huán)路(對(duì)VAS級(jí)的增益產(chǎn)生影響)使整個(gè)系統(tǒng)成為線性并穩(wěn)定。

　　VAS級(jí)通常使用差分放大器架構(gòu)來設(shè)計(jì)，其一側(cè)接收輸入信號(hào)，另一側(cè)接收負(fù)反饋信號(hào)。為了簡(jiǎn)單起見，這里用一個(gè)運(yùn)算放大器代替VAS(僅用于說明偏移問題)，分析各級(jí)和偏移之間的關(guān)系——下文會(huì)通過數(shù)學(xué)進(jìn)行更多討論。

圖4：VAS和驅(qū)動(dòng)器的簡(jiǎn)化模型，可提供有關(guān)輸出DC偏移的重要了解。

　　圖4給出了簡(jiǎn)化的VAS和驅(qū)動(dòng)器。這個(gè)簡(jiǎn)單模型可以為我們提供有關(guān)輸出DC偏移的重要了解。R1和R2形成局部負(fù)反饋，而Rf1和Rf2則形成全局負(fù)反饋網(wǎng)絡(luò)。驅(qū)動(dòng)器通常為一個(gè)共射極級(jí)，可產(chǎn)生負(fù)增益-G。因?yàn)樯錁O跟隨器的電壓增益約為-1，所以為簡(jiǎn)單起見，這里將AB級(jí)忽略。

　　VAS增益由R1和R2之間的關(guān)系，R2?R1，和Va1=Va2=Va確定。驅(qū)動(dòng)器增益非常高，因此整個(gè)放大器增益取決于Rf1和Rf2之間的關(guān)系：

(Vin-Va)/R1=(Va-Vo’)/R2

Va=Vo×Rf2/(Rf2+Rf1)

　　替換Va，運(yùn)算后得到：

Vin=Vo×[Rf2/(Rf2+Rf1)×(R1+R2)/R2+R1/(G×R2)]

(R1+R2)/R2≅1     R1/(G×R2)≅0

Vo=Vin×(Rf2+Rf1)/Rf1  (1)

　　這個(gè)結(jié)論給人印象不深，因此，下面來分析一下輸入接地時(shí)，Vo與驅(qū)動(dòng)器輸入上的電壓Vo’之間的關(guān)系：

Va1=Vo’×R1/(R2+R1)      Va2=Vo×Rf2/(Rf2+Rf1)      Va1=Va2

Vo= Vo’×R1/(R2+R1)×(Rf2+Rf1)/Rf2  (2)

　　最后一個(gè)方程式由于顯示了驅(qū)動(dòng)器級(jí)的DC電壓和放大器的輸出DC電壓之間的關(guān)系，表明Vo’發(fā)生較小波動(dòng)，會(huì)在Vo中產(chǎn)生較大的偏移，因此非常重要。

　　如前所述，驅(qū)動(dòng)器級(jí)通常由一個(gè)簡(jiǎn)單的共射極級(jí)(圖1中的Q3)和一個(gè)小電阻器(Rpol，用于確定所需的基極至發(fā)射極電壓)組成。這個(gè)晶體管為輸出晶體管提供基極電流，因此這一級(jí)的集電極電流在毫安范圍內(nèi)并不罕見。

　　現(xiàn)在暫時(shí)忽略溫度的影響，因此，當(dāng)?shù)谝淮未蜷_電路時(shí)，要先對(duì)VAS校準(zhǔn)，使輸出DC電壓處于VCC和VEE的中間，也就是0V。如果未施加任何信號(hào)，則由于AB級(jí)是個(gè)電壓跟隨器(共集電極)，驅(qū)動(dòng)器晶體管Q3承受大部分VEE電壓(VEE-VBE)，Q3上流過偏置電流IBias，因此Q3消耗的功率近似為：

PQ3≅VEE×IBias

　　這個(gè)功率會(huì)使Q3發(fā)熱，并且這個(gè)熱量會(huì)以-2.2mV/℃的已知速率使該器件的Vbe發(fā)生改變，從而改變先前調(diào)整的輸出DC電壓。

　　如果晶體管開始發(fā)熱，例如比環(huán)境溫度高40℃，則其Vbe將下降約88mV。

　　正是晶體管溫度升高時(shí)出現(xiàn)的這個(gè)較小Vbe的要求，使VAS輸出處的Vo’(前面解釋過這個(gè)電壓)相應(yīng)地發(fā)生變化，從而在輸出處產(chǎn)生DC電壓漂移。

　　一個(gè)真實(shí)例子

　　圖5中的電路說明了到目前為止所解釋過的內(nèi)容。

圖5：該電路的一階現(xiàn)實(shí)實(shí)現(xiàn)。

　　為了保持較低的偏移，將Vo’設(shè)置為盡可能接近零非常方便。這就是Rset的目的，它代表多圈微調(diào)電位器。

　　這里，基極電壓和Vo’之間的關(guān)系為：

Vo’=Vbase×(Rpol+Rset)/Rpol

　　因此，基于基射電壓變化的輸出電壓漂移為：

Vo=Vbase×(Rpol+Rset)/Rpol×R1/(R2+R1)×(Rf2+Rf1)/Rf2  (3)

　　通過這個(gè)方程式，如果給元件分配數(shù)值(取自真實(shí)放大器)，則可以計(jì)算出每℃變化下，輸出電壓將變化多少，例如：

Vo=-2.2mV/℃×(120+4K)/120×470/(15K+470)×(2K2+10K)/2K2

Vo=-12.8mV/℃

PQ3≅24V×5mA=0.12W

　　假設(shè)Q3采用TO92封裝。在這種情況下，可以使用這種封裝的結(jié)至環(huán)境熱阻來計(jì)算結(jié)溫增量：

Rθja=200℃/W

Δtemp=200℃/W×0.12W=24℃

ΔVo=24℃×(-12.8mV/℃)

ΔVo=-305mV

　　總之，如果不采用補(bǔ)償，則輸出將漂移約305mV。這僅考慮了晶體管的自熱效應(yīng)。如果環(huán)境溫度由于任何原因升高，則這個(gè)偏移量可能會(huì)增加。

　　如何減輕這種影響

　　Q3的基射電壓由Rpol確定，因此一種補(bǔ)償Vbe電壓變化的方法，是使Rpol以某種方式遵循這一變化。這可以通過對(duì)晶體管所連的Rpol使用與溫度相關(guān)的電阻器(如熱敏電阻)來實(shí)現(xiàn)。由于Vbe的變化率為負(fù)，因此熱敏電阻必須為負(fù)溫度系數(shù)(NTC)。

　　下面來計(jì)算Rpol所需的熱系數(shù)。

　　IRpol(可以認(rèn)為是恒定的)流過Rpol，并且Vbe等于VRpol：

Rpol=Vbe/IRpol

(dRpol)/(dVbe)=1/IRpol

?Rpol=1/IRpol×?Vbe

　　在這個(gè)示例中，Rpol=120Ω，IRpol =5.6mA，因此：

?Rpol=1/5.6mA×(-2.2mV/(℃))

?Rpol=-0.4?/(℃)

　　我們需要找到的熱敏電阻，要在25℃時(shí)具有這樣的精確熱系數(shù)和電阻值。由于大多數(shù)NTC熱敏電阻的溫度系數(shù)更高，這不可能實(shí)現(xiàn)，因此解決方案是將一個(gè)或多個(gè)較高數(shù)值的熱敏電阻與Rpol并聯(lián)。

　　下面這個(gè)方程式模擬了熱敏電阻的溫度相關(guān)性：

Rth=Rth0×eB(1/T-1/T0),

　　其中，Rth0是(需要計(jì)算的)環(huán)境溫度下的熱敏電阻;B是個(gè)參數(shù)，通常為3400K;T是絕對(duì)溫度;T0是環(huán)境溫度，約為298.16K。

　　因此，環(huán)境溫度下的斜率可以通過下式計(jì)算：

(dRth)/dT=(-B×Rth0×eB(1/T-1/T0)/T2)

　　下面就是每℃的電阻變化率：

(dRth)/dT=-38.24e–3×Rth0[Ω/(℃)]

　　將熱敏電阻與Rpol并聯(lián)：

R||=(Rth×Rpol)/(Rth+Rpol),

　　并且：

dR||/dRth=Rpol2/(Rth0+Rpol)2

　　這樣就得到了并聯(lián)電阻的變化：

?R||=Rpol2/(Rth0+Rpol)2×?Rth

　　然后將每℃的熱敏電阻電阻增量代入：

?R||=Rpol2/(Rth0+Rpol)2×(-38.24e–3×Rth0[Ω/(℃)])

　　現(xiàn)在就可以對(duì)這個(gè)正在分析的示例計(jì)算出Rth0：

-0.4?/(℃)=1202/(Rth0+120)2×(-38.24e–3×Rth0[Ω/(℃)])

Rth0=1.12kΩ

　　考慮到實(shí)用性，可以將熱敏電阻的值取整至1.2kΩ。

　　注意事項(xiàng)

　　熱敏電阻應(yīng)比晶體管小得多，因此熱敏電阻的溫度會(huì)等于或非常接近晶體管外殼的溫度。這也會(huì)減少熱慣性，使系統(tǒng)更快地達(dá)到穩(wěn)態(tài)。應(yīng)使用熱粘合劑將熱敏電阻連接到晶體管外殼。

　　概念測(cè)試

　　為了確定這個(gè)概念對(duì)電路真實(shí)行為建模的準(zhǔn)確性，我構(gòu)造了一個(gè)測(cè)試電路。由于沒有1.2kΩ的熱敏電阻(NTC 0402)，我并聯(lián)了8個(gè)10kΩ的熱敏電阻(0402 Murata NCP15XH103D03RC)(圖6)，以產(chǎn)生非常相似的值(1250Ω)。請(qǐng)注意，并聯(lián)連接熱敏電阻不會(huì)改變我們計(jì)算出的溫度系數(shù)。

圖6：將八個(gè)10kΩ熱敏電阻并聯(lián)制成1.25kΩ熱敏電阻。

　　然后，我使用熱粘合劑將傳感器連接到Q3的平坦側(cè)，并將其與Rpol(是個(gè)SMD電阻器，位于電路板的另一側(cè))并聯(lián)(圖7)。

圖7：將圖6中所示的熱敏電阻與Q3熱粘合。

　　最后，在圖8中可以看到在連接(橙色線)和未連接(藍(lán)色線)熱敏電阻的情況下的輸出電壓漂移——這里經(jīng)過大約2分鐘后達(dá)到穩(wěn)態(tài)。

圖8：連接（橙色線）和未連接（藍(lán)色線）熱敏電阻時(shí)的輸出電壓漂移。

　　電路的補(bǔ)償響應(yīng)(橙色線)比未補(bǔ)償響應(yīng)(藍(lán)色線)要平坦得多，這表明補(bǔ)償在起作用。斜率為負(fù)可能表示它有點(diǎn)補(bǔ)償過了，但這不是問題，因?yàn)橹绷髌迫匀缓苄　?/p>

　　還值得一提的是，我們?cè)?5℃下計(jì)算了所需的溫度系數(shù)，但熱敏電阻不是線性的。這表明溫度系數(shù)在整個(gè)范圍內(nèi)不是恒定的。但是，由于補(bǔ)償只需要在有限的溫度范圍內(nèi)工作，因此可以忽略熱敏電阻的非線性。